For netop at undgå det du kæmper med har jeg tilstræbt at anvende denne grundlæggende fremgangsmåde, som har betydning
for såvel stabilitet som tomgangsstøj. Jeg kan anbefale dig at montere hele molevitten i det kabinet du vælger inden du fælder
den endelige dom over dit projekt. Der kan være stor forskel på en fuglerede og det endelige layout.

På en spektrumanalyse af udgangssignalet vil du kunne se hvor brum kommer fra.
Magnetisk indstrålet brum fra trafo figurerer som 50Hz og støj fra ensretter, elektrolytter og strømforsyningens kredsløb i øvrigt vil figurere
som 100Hz.

Kommentaren det forum du henviser til “why do we need cascode in the first place” med reference til tidligere tiders behov for at
fordele spændingssvinget over flere transistorer dengang de i bedste fald havde et Vce på 60-100V. DYNACO Stereo 400 som
eksempel. Den var sandt for dyden ikke et dydsmønster når den blev udsat for udfordrende belastninger.
Transistorer med Vce på 200-300V behøver i nutiden ikke cascode kobling. Bortset fra koblinger i indgangstrinene hvor det kan
være til fordel for omgåelse af Miller effekten.

Det kommer ikke som en overraskelse for mig, at der kan opstå problemer som det du er løbet ind i. Jeg kender ganske
udmærket Toshiba transistorerne du anvender fra Nikko effekttrinene jeg solgte i kaskader. Samtidig med konstateringen på
værkstedet at deres høje Ft og deraf følgende egenskaber iøvrigt ofte førte til en totalrenovering når de af mange blev brugt til
lige til grænsen.

Min erfaring med mine effekttrin og øvrige konstruktioner er, at der er forskel på at konstruere et kredsløb alene ud fra teori.
Jeg har aldrig anvendt simuleringsværktøjer af samme årsag. Jeg valgte at bygge trinvis ud fra praktiske konstruktioner, med
tilsvarende trinvis test. Samtidig med gentagne konstateringer af at den praktiske konstruktion aldrig opfører sig 100% som
forventet. Derfor løbende justeringer og ændringer. Små såvel som store.

Det kommer ikke som en overraskelse for mig, at der kan opstå problemer som det du er løbet ind i. Jeg kender ganske
udmærket Toshiba transistorerne du anvender fra Nikko effekttrinene jeg solgte i kaskader. Samtidig med konstateringen på
værkstedet at deres høje Ft og deraf følgende egenskaber iøvrigt ofte førte til en totalrenovering når de af mange blev brugt til
lige til grænsen.

Min erfaring med mine effekttrin og øvrige konstruktioner er, at der er forskel på at konstruere et kredsløb alene ud fra teori. Jeg
har aldrig anvendt simuleringsværktøjer af samme årsag. Jeg valgte at bygge trinvis ud fra praktiske konstruktioner, med
tilsvarende trinvis test. Samtidig med gentagne konstateringer af at den praktiske konstruktion aldrig opfører sig 100% som
forventet. Derfor løbende justeringer og ændringer. Små såvel som store.

Kaj. skrev: Kommentaren det forum du henviser til “why do we need cascode in the first place” med reference til tidligere tiders behov for at fordele spændingssvinget over flere transistorer dengang de i bedste fald havde et Vce på 60-100V.

Du skal nok være lidt påpasselig med bare at flå kaskodenerne af.

Et af de punkter hvor denne konstruktion afviger fra de fleste, er at den ikke har emitter modstande på udgangstransistorerne. Og som high-fidelity selv skriver, så øger det risiskoen ganske betydelig for termisk-runaway. Kaskoderne er formentlig med til at reducere risikoen for dette da effektafsættelsen er mere begrænset i udgangstransistorerne.

Nu ved jeg ikke om du har Toshiba transistorer nok til at du kan brænde nogen af indtil du får justeret tingene på plads. Men det er altid en god ide at køre nogle tests med konstant effekt afsættelse i et stykke tid for at se hvordan bias strømmen opføre sig. Selve VBE multiplieren skal helst være designet til at følge udgangstransistoererne tæt. Et klassisk problem er at VBE multiplieren kan blive "overdæmpet" og at den skruer lidt for meget ned for bias strømmen så forstærkeren ender med at køre ren klasse-B når at udgangseffekten reduceres efter den har kørt med et højere udgangsniveau et stykke tid.

Da det snart er jul ville et oplagt julegave ønske måske være bogen "Designing Audio Power Amplifiers" af Bob Cordell.

Hvis mit hurtige kig på dit diagram er korrekt, så ser det ud til at du stadig benytter High-fidelitys oprindelige kompensations komponenter. Taget i betragtning at du har skiftet til andre drivere og udgangstransistorer, ville jeg nok tjekke at forstærkeren stadig er stabil i alle belastninger.

Skal der pilles ved dit diagram vil jeg foreslå at erstatte drivertransistorerne med to komplementære PowerFET med
efterfølgende to eller flere paralleltkoblede effekttransistorer. Fordelen ved den fremgangsmåde er at driverne derved ikke
belaster VAS sektionen med krav om ekstra strøm når effekten øges, som bipolare transistorer kræver. FET/MOSFET optræder i
den sammenhæng som “spænding til strøm konverter” forud for effekttransistorerne. VAS sektionen belastes derved kun af
FET’ernes gate kapacitet. Men øvelsen kræver redesign af biasnetværk, driver og udgangstrin.

Selv har jeg designet indgang- og VAS-sektionen med så meget strømkapacitet og lav impedans, så den i praksis optræder som
en klasse A forstærker der trækker en separat Power Rail, så der altid er upåvirket rigelig strøm til de efterfølgende kredsløb.
2x2 150W parallelle drivertransistorer til 2x20 150W parallelle udgangstransistorer hver med 0,22 Ohm induktionsfri
emittermodstand i hvert udgangstrin. Og med et redesignet biaskredsløb kører det snorlige uden Thermal Runaway uanset hvad
den udsættes for.
Så dyre er transistorer jo heller ikke.    se http://kajmogensen.dk/

Hvordan ser resultatet ud hvis kollektorerne på Q114 og Q117 - drivertransistorerne - føres direkte til forsyningsspændingen?
Jeg er ganske klar over at de udsættes for større effektbelastning. Til gengæld får de tilført en mere konstant spænding.
Fri for variationer og interaktion forårsaget af de kaskodekoblede udgangstranssistorer.
Det er da en simpel operation i forsøgsøjemed.

Og ellers kan du jo tygge på mit forslag. Principtegning!

@Kaj Jeg forstår ikke at du mener, at ved at koble driver- og udgangstransistorer direkte til forsyningen, så får de tilført en mere konstant spænding. Princippet med en kaskodekobling er jo netop at man "låser" spændingen over transistoren. I dette tilfælde med at kaskodekoble udgangstransistorerne vil kaskoden opføre sig som en lokal spændingsforsyning som følger udgangen og derved gør spændingen over transistorerne konstant. Det betyder også at Cob, som på udgangstransistorer kan være relativ høj, ikke ser det fulde spændingssving.

Dit forslag med at benytte en mosfet som driver er ganske udmærket. Men man skal, som du er inde på, være opmærksom på mosfet'ens kapaciteter, Da den benyttes som en source følger, er den kapacitiet som betyder noget crss. Denne kapacitet ser hele spændingssvinget og er derfor den som VAS levere strøm til. En del mosfets har ganske høj crss indtil spændingen over dem er rimelig høj of den er selvfølgelig ikke lineær som funktion af spændingen. Så det skal man lige være opmærksom på.

Jeg vil gentage, at ved at afvige fra High-fidelitys oprindelige konstruktion, bliver man nødt til at tjekke om forstærkeren stadig er stabil med de kompensations komponenter de har specificeret. Jeg vil tro der er en god chance for at det er den ikke. Især ikke ved indførelse af mosfet driver.

Morse skrev: Du skal nok være lidt påpasselig med bare at flå kaskodenerne af. Et af de punkter hvor denne konstruktion afviger fra de fleste, er at den ikke har emitter modstande på udgangstransistorerne. Og som high-fidelity selv skriver, så øger det risiskoen ganske betydelig for termisk-runaway. Kaskoderne er formentlig med til at reducere risikoen for dette da effektafsættelsen er mere begrænset i udgangstransistorerne.

Morse skrev: Nu ved jeg ikke om du har Toshiba transistorer nok til at du kan brænde nogen af indtil du får justeret tingene på plads. Men det er altid en god ide at køre nogle tests med konstant effekt afsættelse i et stykke tid for at se hvordan bias strømmen opføre sig. Selve VBE multiplieren skal helst være designet til at følge udgangstransistoererne tæt. Et klassisk problem er at VBE multiplieren kan blive "overdæmpet" og at den skruer lidt for meget ned for bias strømmen så forstærkeren ender med at køre ren klasse-B når at udgangseffekten reduceres efter den har kørt med et højere udgangsniveau et stykke tid. Da det snart er jul ville et oplagt julegave ønske måske være bogen "Designing Audio Power Amplifiers" af Bob Cordell.

Kaj. skrev: Hvordan ser resultatet ud hvis kollektorerne på Q114 og Q117 - drivertransistorerne - føres direkte til forsyningsspændingen? Jeg er ganske klar over at de udsættes for større effektbelastning. Til gengæld får de tilført en mere konstant spænding. Fri for variationer og interaktion forårsaget af de kaskodekoblede udgangstransistorer. Det er da en simpel operation i forsøgsøjemed.

Nu har jeg fjernet diagrammet, som forvirrede dig. Teksten ovenfor har alene relation til DIT diagram.

Dernæst ......
Jeg forestiller mig, at ustabiliteten på dine kurver har sammenhæng med reaktionstiden på kaskodekoblingen i udgangstrinnet.
Q116 og Q119 - darlington med stor strømforstærkning - og 1,5nF over basis/kollektor resulterer i at de og Hitachi transistorerne ikke
reagerer lige hurtigt.
Og da styringen af Q116 og Q119 sker fra output gennem R132 og R134 sammen med tilhørende zenerdioder bider det sig selv i halen.
Påvirket af belastningen.

Der for mange aktive elementer i spil på det sted i forstærkeren, hvor spændingssvinget alene skal omsættes til strømstyrke.

Og så har jeg en kommentar til biaskomplekset. Idealet er at forbinde kollektor/basis med en fast modstand -
og indsætte potentiometeret sammen med en seriemodstand mellem basis og emitter. Og hvorfor nu det?

Som diagrammet er vist vil en dårlig forbindelse i potentiometeret med tiden resultere i af basis på transistoren slipper forbindelsen, OG
Så kan den ikke længere holde sammen på spændingen over transistoren, så den lukker helt op for strømmen.

Metoden jeg anbefaler betyder at slipper potentiometeret forbindelsen, vil den faste modstand sørge for at transistoren ufarligt lukker for
tomgangsstrømmen.